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激光二极管抽运固体激光器(diode pumped solid-state laser, DPSSL)由于具有体积小、效率高、可靠性好、工作寿命长而被广泛应用与军事、科研、工业加工等领域[1-2]。激光二极管部分端面抽运混合腔板条激光器就是一种典型的DPSSL结构，它的激光光束质量高，抽运光模式匹配好，激光晶体的散热性能也很优秀[3]。由它构成的大功率激光系统主要工作在连续、准连续方式下，输出功率可高达千瓦级，所需的驱动电流从几安培至几百安培不等。
由于半导体激光器(laser diode，LD)是一种载流子直接注入的高功率密度器件，具有极高量子效率，对电冲击的承受能力很差[4]。而在阈值电流之上的线性区域，注入的电流的微小变化也会对输出功率产生巨大影响[5]。绝大部分的脉冲电源使用储能电容充放电的方法形成脉冲电流，因而电容放电过程中电压的降低也会使得输出电流产生衰减，这将造成半导体激光器在单脉冲时间内的功率衰减；另外，功率器件的温漂特性也会导致输出功率的波动，严重时甚至会使电源的负反馈调节功能失效而造成电流失控，将严重影响到激光器的运行稳定，甚至威胁设备的安全。这就对驱动电源的稳定性提出了很高的要求。
国外对该类型的大功率半导体激光脉冲电源的研究起步较早，早在20世纪90年代，SDL公司就已经研制出了SDL-928系列电源。时至今日，相关的电源产品已较为成熟，典型的半导体电源产品包括ILXLightwave公司的LDX-36125-24脉冲电源，可以实现最大125 A连续或220 A、10%占空比的准连续输出；IXY公司的PCX-7451脉冲电源可实现重频5 kHz、电流225 A的脉冲输出；而AMI公司的8800D驱动电源则可提供重频1 kHz、300 A的输出电流。
国内半导体激光脉冲电源的研究虽然起步较晚，但也取得了一些成果[6-9]。其中具有代表性的工作包括：2009年，ZHANG[10]使用开关电源为储能电容充电，并根据电流采样对金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor, MOSFET)的栅极电压进行比例-积分调节实现稳流，获得了160 A、500 μs、15 Hz的脉冲电流输出；2011年，ZANG[11]提出了一种新型高效率的脉冲电源设计，在传统的栅极电压控制型恒流源的基础上，将激光二极管负载两端并联功率电感与功率二极管，将场效应管的工作区由传统方案中的恒流区变为饱和区，进而通过脉冲宽度调制技术(pulse width modulation, PWM)控制其栅极进行恒流，大大降低了电源在场效应管上的功率损耗；2015年，中国工程物理研究院LI等人[12]研制出了电压300 V、电流0 A~300 A可调、脉冲宽度50 μs~500 μs、重复频率10 Hz~1 kHz的脉冲电源; 武汉光电技术研究所SUN等人[13]设计的激光阵列电源则可以做到电压300 V、电流0 A~1200 A、脉宽200 μs~1000 μs、重复频率1 Hz~20 Hz的电流输出；2015~2018年，ZHAO等人[14-15]对半导体激光电源进行了一系列研究，最终使用LC谐振电路给电容储能，并通过场效应管的栅极电压控制进行脉冲恒流，实现了400 V、100 A、脉宽50 μs~250 μs、重频1 Hz~20 Hz的电流输出；2021年，GUO等人[16]使用场效应管控制的电容充电式结构实现了14 A、脉宽2.5 ms、重频10 Hz的脉冲输出。目前的研究大多集中在电源高重频、高功率输出方面，而对于电容式脉冲电源在电容放电过程中的电流顶降问题，一般采用的方式为增大储能电容的容量，这也会导致电源体积相应增大；而针对电流过冲和稳定性方面的问题，则主要采用比例-积分-微分(proportional-integral-derivative，PID)控制[17]，但其主要应用于输出参数固定的电源中，一旦输出参数发生变化，PID的控制参数往往也需要进行调整。
本文作者针对脉冲电源中普遍存在的由于储能电容电压下降引起的脉冲内电流平顶下降问题和场效应管温漂引起的电流稳定性降低的问题开展了研究工作，提出了一种基于每脉冲内栅极电压补偿，以及实时高精度电流检测的控制方法，使用计算机-单片机-现场可编程门阵列(field-programmable gate array，FPGA)复合的控制结构来实现。首先，电源通过单片机与FPGA的通讯来控制FPGA输出引脚的导通时序，借助阻容缓冲电路(RC缓冲电路)和功率放大电路，实现在单个脉冲周期内对场效应管栅极电压的高精度控制，进而实现电流的高稳定度输出；其次，基于电流采样的闭环控制方案则可以实现对不同负载的自适应，同时也解决了重复频率变化以及场效应管温漂对输出电流稳定性的影响。根据本设计方案制作的脉冲电源样机可以提供电流大小10 A~100 A可调、步进1 A，脉宽100 μs~400 μs可调、步进1 μs，重复频率0 kHz~1 kHz可调、步进1 Hz的多参数宽范围可调脉冲输出，单脉冲周期内的电流平顶下降小于0.2%，高重频脉冲平顶稳定度可达0.1%。
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本脉冲电源总体框图如图 1所示。整体电路由脉冲发生电路，以FPGA为核心的栅极电压控制电路和以微控制器(microcontroller unit，MCU)为核心的电流反馈控制电路构成。
图 1 系统功能框图
Figure 1. System functional block diagram
12 V直流电源同时为控制电路和电容网络供电。场效应管既作为开关使用，同时也对整个输出回路进行恒流控制。场效应管的栅极电压由相应控制模块进行控制，使之工作在合适的恒流区，从而稳定峰值电流。场效应管按照指定频率导通时，电流输出回路则以相同频率接通，电容储能网络规律充放电形成脉冲电流输出。通过采样电阻得到的电压会送入MCU进行数模转换，用于电流的闭环反馈控制。
在控制系统方面，上位机通过RS232接口与单片机串口相连，借助LabVIEW软件可以实现对电源的参数(包括电流大小、脉冲宽度、重复频率、输出启停状态)的控制，其中电流大小、脉冲宽度、重复频率这几个参数将储存在MCU并通过串行外设接口(serial peripheral interface, SPI)通讯传递给FPGA，用于控制时序波形的产生。
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脉冲发生电路由直流电源、储能电容网络、场效应管构成。当场效应管阵列处于截止状态时，输出回路为断开状态，电源在此时对电容网络充能。当场效应管栅极电压大于开启电压时，电源正极→负载→场效应管→电源负极构成的输出回路接通，电容放电，实现大电流脉冲输出。
功率场效应管使用FQA90N15，其单管最大可通过电流为90 A。在栅极电压控制电路的调节下，场效应管将工作在不同的恒流区，以实现不同大小电流的恒流输出。多路场效应管并联的分流结构可减小各支路的电流负担，这将有效降低场效应管的工作温度，避免器件长期处于高温状态而影响工作寿命。
为保证每个脉冲周期内储能电容能够获得足够的能量，储能电容的容量大小需要根据电源电路参数以及所需的输出参数进行计算[18]。脉冲式电源中的阻容电路的充放电函数为：
$ V_t=V_0+\left(V_{t_2}-V_0\right)\left[1-\exp \left(-\frac{t}{R C}\right)\right] $
(1) 式中, C、R分别为阻容电路的电容与电阻值，V0为电容上的初始电压值，Vt2为电容放电结束时的电压值，Vt为t时刻电容两端的电压值。
则可推得满足放电时间的电容大小满足下式：
$ C=t_{\mathrm{p}} /\left[R \ln \left(V_0 / V_t\right)\right] $
(2) 式中, tp为放电时间，电源最大脉冲宽度tp=400 μs，且脉冲过程中允许的最大压降为5%，即V0/Vt≈1.05，在输出电流为设计最大值100 A时，输出回路总阻抗约为0.12 Ω，将数据代入则可计算得C≈66 mF。另外，电容容量还应满足负载激光器输入功率的要求。假设激光器所需脉冲输入功率Pi=300 W，脉宽tp=400 μs，则每个脉冲所需能量Jd=Pi×tp=0.12 J。
而电容释放的能量满足：
$ W_C=C \int_{V_{t_1}}^{V_{t_2}} V \mathrm{~d} V=\frac{1}{2} C\left(V_{t_2}{ }^2-V_{t_1}^2\right) $
(3) 式中, WC为电容释放的能量，t1为放电开始的时刻，t2为放电结束的时刻，Vt1和Vt2分别对应t1和t2时刻电容上的电压，V为某一时刻电容上的电压。电容压降要求仍为5%，根据Jd < WC的要求, 可计算得电容C的最小值应为17 mF，电容C的值应大于前两者的最大值，即66 mF。因其容值较大，所以通常需要多个电容并联后接入电路。
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场效应管作为整个电源中的核心功率器件，同时起到开关控制以及限制脉冲电流峰值的恒流作用，这需要通过对栅极电压的合理控制来完成。栅极电压控制电路由多组RC缓冲电路、运算放大电路、推挽电路组成。其中电阻电容缓冲电路负责产生0 V~3.3 V原始控制电压，经过运算放大器电路放大至场效应管栅极所需要的电压范围(约0 V~6.5 V)，之后通过推挽电路进行功率放大后驱动功率场效应管。
由于场效应管的高速开关特性，其在由截止状态迅速变为导通状态时，源极和漏极间会出现电流过冲现象[19-20]，电流过冲会对作为负载的二极管激光器的使用寿命产生影响，严重时甚至损坏激光器。而在栅极电压值位于场效应管的开启电压附近时，降低栅极电压的上升速度可有效减小甚至消除过冲。因此，本设计中使用了多组RC缓冲电路来解决这个问题。
RC缓冲电路原理图如图 2所示。电容C1正端的电压将作为运放电路的输入电压，RC缓冲电路中的每个三极管的基极均由FPGA的不同引脚独立控制，相应的FPGA引脚输出为高时，三极管导通，同一时间可有一个或多个三极管处于导通状态。三极管Q1，Q2和Q3作为电容C1的充电开关，Q4则作为放电开关使用。在Q4截止的状态下，充电支路导通时间越长，C1两端电压越高。另外，充电支路接入的电阻值不同会导致RC缓冲电路的时间常数相应变化，从而改变电压上升速度，这种设计可以在不产生过冲的前提下减小电流上升沿宽度。三极管Q4作为放电回路开关，当Q4导通时，电容C1上的电荷会被迅速泄放，使其运放电路的输入电压降为0，最终使得场效应管截止、电流输出停止。当三极管Q1~Q4均截止时，电容C1两端将保持当前电压不变，场效应管将保持当前恒流状态。通过合理地控制不同三极管的导通状态和导通时间，可以对电容C1两端的电压进行精确控制。
图 2 阻容缓冲电路示意图
Figure 2. RC circuit diagram
但是，因电容C1上存在漏电流，即使三极管Q1~Q4均截止，C1两端电压VC仍会以缓慢的速度下降，这使得场效应管的工作点产生变化，最终影响电流输出稳定性；另外，在单个脉冲周期内，储能电容电压随时间下降同样会引起脉冲电流的衰减。因此，在实际设计中需要额外加入一个RC支路，这个支路将在需要维持电流稳定时导通，小幅提高栅极电压来适当调整场效应管工作点，以补偿因电容C1漏电流和储能电容电压下降引起的电流顶降问题。
综上所述，FPGA各输出引脚电平时序如图 3所示。整个充电依次包含4个阶段：(1)时间常数较小的RC回路导通，电压快速上升至场效应管开启电压附近后回路断开(见图 3中的S1); (2)时间常数稍大的RC回路导通，电压从开启电压附近缓慢上升，使场效应管栅极电压达到所需大小后回路断开(见图 3中的S2); (3)时间常数很大的RC回路导通，补偿电流顶降，维持电流稳定(见图 3中的S3); (4)放电回路的三极管导通，且充电回路的三极管全部截止，电容C1上的电压快速降低至0，并将此状态保持至下一个输出脉冲开始时(见图 3中的S4)。
图 3 FPGA各输出引脚电平时序图
Figure 3. FPGA output pin level timing
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电流采样点位于采样电阻的电流输入端，采样电压经过运算放大器放大一定倍率后送至MCU进行模数(analog digital, AD)转换。在每个脉冲周期内，补偿用RC回路导通时(即电流到达峰值时)，FPGA会向单片机的外部中断引脚给出一个上升沿信号，使MCU开始AD转换过程。单片机会在每个脉冲周期进行多次采样并取平均值，之后与设置的输出参数标准值进行对比，如偏差超出一定范围则会通过与FPGA的通讯改变下一脉冲过程中的引脚导通时序，进而调整场效应管的栅极电压、调节输出电流，实现电流的闭环控制。该方案可以实现对不同负载的电流自适应，同时也可以抑制场效应管温漂所导致的电流漂移。另外，如果单片机根据电流采样结果判定当前电流超出安全值，则会触发保护程序，使电源强制停机。
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在电路设计基础上，制作脉冲电源样机，并搭建测试平台。图 4中展示了用作脉冲电源测试的装置平台。
图 4 脉冲电源样机及其测试平台
Figure 4. Pulse power supply prototype and its test platform
由于脉冲电流平顶下降问题会严重影响电流输出的稳定性，且输出电流越大，顶降越严重。为了便于调试，本次对比实验中使用多个与LD激光器静态伏安特性相近的二极管HFA80并联作为负载，在电流过冲和顶降最严重的最大功率输出条件下，即输出电流100 A、脉宽400 μs的条件下进行测试。未加入补偿机制时，其栅极电压与输出电流波形局部放大后的图形如图 5所示。
图 5 a—补偿前电容C1两端电压衰减情况b—补偿前输出电流衰减情况c—补偿后电容C1两端电压衰减情况d—补偿后输出电流衰减情况
Figure 5. a—voltage attenuation of capacitor C1 before compensation b—output current attenuation before compensation c—voltage attenuation of capacitor C1 after compensation d—output current attenuation after compensation
从图 5a可知, 栅极电压下降了120 mV，而其微小变化对最终输出的脉冲电流峰值产生了较大影响。测试时使用电流探头10 mV/A挡位，从图 5b中可知, 电流探头信号衰减了40 mV，对应电流衰减为4 A，衰减比例为4%。加入电流补偿支路后的将栅极电压与输出电流波形局部放大如图 5c、图 5d所示，可看到电流衰减仅为0.2 A，衰减比例为0.2%，补偿效果良好。
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在补偿电流顶降后使用多个并联的二极管HFA80进行输出测试，将重复频率设定为1 Hz，脉冲宽度设置为400 μs，电流大小分别取10 A，50 A，100 A 3个典型值，电流探头使用10 mV/A挡位进行单脉冲输出测试，分别记录场效应管栅极电压和输出电流波形, 如图 6所示。
图 6 a—输出电流10 A时栅极电压波形b—输出电流10 A时电流波形c—输出电流50 A时栅极电压波形d—输出电流50 A时电流波形e—输出电流100 A时栅极电压波形f—输出电流100 A时电流波形
Figure 6. a—gate voltage waveform at 10 A output current b—current waveform at 10 A output current c—gate voltage waveform at 50 A output current d—current waveform at 50 A output current e—gate voltage waveform at 100 A output current f—current waveform at 100 A output current
从图 6的单脉冲输出波形可看到, 场效应管栅极电压波形与设计功能相符，上升沿部分分为两段，有效减小了电流过冲。同时，达到目标电压值后将在脉冲输出时间内保持不变，无明显顶降。
将重复频率设定为1 kHz，脉冲宽度设置为400 μs，电流设置为100 A，持续运行5 min，使用电流探头10 mV/A档位分别记录下输出电流波形，其余辉图局部放大后如图 7所示。
图 7 输出电流100 A时的余辉轨迹
Figure 7. Afterglow trace at 100 A output current
从图 7中统计数据可以看到，整个运行时间内电流输出稳定，场效应管的温升并没有对输出电流的稳定性造成明显影响。其过冲幅度小于0.5%，重复脉冲电流不稳定度小于0.1%，符合设计预期。
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LD激光器负载测试使用的LD激光器为炬光科技的FL-VS120半导体激光阵列，最大输入功率300 W，最大输入电流100 A，从其伏安曲线可知, 其阈值电流约15 A，故取其电流范围内最大值100 A与中间值60 A作为典型值，对脉冲电源进行输出测试。
将重复频率设为1 Hz，脉冲宽度设置为400 μs，电流大小别分设置为60 A和100 A。使用若干衰减片将LD激光器的激光输出衰减至光电探头(EOT公司高速光电探测器，型号ET2020)量程内，分别记录其光功率波形图如图 8所示。
图 8 a—输入电流60 A时电流波形b—输入电流60 A时激光功率波形c—输入电流100 A时电流波形d—输入电流100 A时激光功率波形
Figure 8. a—current waveform at 60 A input current b—laser power waveform at 60 A input current c—current waveform at 100 A input current d—laser power waveform at 100 A input current
可以看到, 在不同电流挡位下，脉冲周期内电流输出均稳定，且激光输出功率稳定性良好，无明显过冲和衰减。
将重复频率设定为1 kHz，脉冲宽度设置为400 μs，电流设置为100 A，使激光器脉冲运行5 min，使用光电探头ET2020测量输出光功率，其余辉图局部放大后如图 9所示。
图 9 激光输出光功率的余辉轨迹
Figure 9. Afterglow trace of laser output optical power
从图 9中可以看到, 光功率测量的局部放大波形图，整个运行时间内电流输出稳定，输出的激光经光电探头转换后幅值电压为2 V，其过冲幅度小于40 mV，经换算后相应的光功率过冲小于2%；重复脉冲条件下光功率不稳定度小于0.2%，符合设计预期。
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介绍了一种半导体激光器大功率脉冲驱动电源的系统框架和具体电路设计，并通过制作的样机验证了设计的合理性。通过单片机与FPGA的通讯来控制FPGA输出引脚的导通时序，借助RC缓冲电路和功率放大电路，实现在单个脉冲周期内对场效应管栅极电压的高精度控制，进而实现电流的高稳定度输出；其次，基于电流采样的闭环控制方案则可以实现对不同负载的自适应，同时也解决了场效应管温漂对输出电流稳定性的影响。制作的电源样机可以提供电流大小10 A~100 A可调、步进1 A，脉宽100 μs~400 μs可调、步进1 μs，重复频率0 kHz~1 kHz可调、步进1 Hz的多参数宽范围可调脉冲输出；电源驱动半导体激光器时，驱动电流和输出光脉冲均达到上升沿过冲幅度小于0.5%、单脉冲内电流顶降小于0.2%、重复率脉冲不稳定度小于0.1 %的高稳定性能。
大功率半导体激光器的高精度脉冲电源设计
Design of high-precision pulse power supply for high-power semiconductor laser
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摘要: 为了满足大功率半导体激光器脉冲应用的实际需求, 针对单脉冲内电流平顶下降问题和重复性情况下电流稳定性降低的问题, 设计了一种多参数宽范围可调的高精度高稳定脉冲驱动电源。该电源以大功率场效应晶体管为核心, 通过现场可编程门阵列产生的高精度时序波形来完成单脉冲内的上升沿调控和栅极控制电压补偿, 通过微控制器结合电流采样的闭环控制方案实现重频运行下的电流高稳定输出。结果表明, 在输出电流100 A、脉冲宽度400 μs、重复频率1 kHz的最大功率输出驱动二极管负载时, 驱动电流上升沿过冲幅度小于0.5%、单脉冲内电流衰减小于0.2%、重复率脉冲不稳定度小于0.1%;在同样输出条件下驱动半导体激光器, 其在单脉冲内光功率过冲小于2%, 重复光脉冲不稳定度小于0.2%。该研究有助于提高脉冲电源脉冲电流稳定性, 对现有脉冲电源结构的改进具有一定的参考意义。Abstract: In order to meet the practical needs of high-power semiconductor laser pulse application, aiming at the problem of flat top current drop in a single pulse and the reduction of current stability in the case of repeatability, a high-precision and high stability pulse driving power supply with adjustable multi parameters and wide range was designed. The high-power field-effect transistor was took as the core of the power supply. The rising edge regulation and gate control voltage compensation in a single pulse can be obtianed through the high-precision timing waveform generated by the field-programmable gate array. The high and stable output of current under repeated frequency operation was realized through the closed-loop control scheme of microcontroller combined with current sampling. The results show that, when the output current, pulse width, and repetition rate of the loaded diode with maximum power output is respectively 100 A, 400 μs, and 1 kHz, the overshoot amplitude of the rising edge of the driving current is less than 0.5%, the current attenuation in a single pulse is less than 0.2%, and the instability of the repetition rate pulse is less than 0.1%. When the semiconductor laser is driven under the same output conditions, the optical power overshoot in a single pulse is less than 2%, and the instability of repeated optical pulses is less than 0.2%. This research is helpful to improve the stability of pulse current of pulse power supply, and has certain reference significance for the improvement of existing pulse power supply structure.
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Key words:
- laser technique /
- pulse power /
- closed-loop control /
- semiconductor laser
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图 5 a—补偿前电容C1两端电压衰减情况b—补偿前输出电流衰减情况c—补偿后电容C1两端电压衰减情况d—补偿后输出电流衰减情况
Figure 5. a—voltage attenuation of capacitor C1 before compensation b—output current attenuation before compensation c—voltage attenuation of capacitor C1 after compensation d—output current attenuation after compensation
图 6 a—输出电流10 A时栅极电压波形b—输出电流10 A时电流波形c—输出电流50 A时栅极电压波形d—输出电流50 A时电流波形e—输出电流100 A时栅极电压波形f—输出电流100 A时电流波形
Figure 6. a—gate voltage waveform at 10 A output current b—current waveform at 10 A output current c—gate voltage waveform at 50 A output current d—current waveform at 50 A output current e—gate voltage waveform at 100 A output current f—current waveform at 100 A output current
图 8 a—输入电流60 A时电流波形b—输入电流60 A时激光功率波形c—输入电流100 A时电流波形d—输入电流100 A时激光功率波形
Figure 8. a—current waveform at 60 A input current b—laser power waveform at 60 A input current c—current waveform at 100 A input current d—laser power waveform at 100 A input current
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